）所采用的电路简化形式，它们都采用了电压正反馈来维持振荡，功率MOSFET V1和V2既作振荡又作功率输出。图（1）中，输出回路B点将电压通过电容C回馈给变压器T的初级T1C，T1C对T1A、T1B的感应构成连锁式正反馈，使V1、V2的开和关得以加速，瞬间形成自激振荡。该电路原理上是正确的，而且也已得到应用。但该电路应用在无极灯电子镇流器上却存在一些问题。首先是LC串联谐振回路通过T1C接地，使得匹配回路的谐振频率不再仅决定于LC及其分布参数，而是由L、C、T1C和受T1C影响的V1、V2输入阻抗共同决定，当调节C来实现与等子体负载匹配时，其输出频率（即工作频率）也跟着变化，T1C取值越大，反馈量也越大，频率变化也更大，这在实际调试中已得到证明，同时也意味着反馈相位关系发生了变化。因此，T1C的取值很小，一般只绕1圈。另一个重要因素是B点电压在灯泡启点前和点火后几乎相差10倍以上,当V1的G1因触发使D,S迅速导通时，直流电流以瞬变的速度到达A点，紧接着在工作频率的半个周期内翻转，V1关闭，V2导通，形成"拉、灌"关系，A点处为占空比为50%的方波脉冲；由于L、C、T1C的串联谐振作用，使B点的电压被升高了Q倍，达到点火电压，Q是L、C、T1C谐振回路的品质因数。
RL是电感L的等效损耗电阻；
RT是电感（T1C的电感）等效损耗电阻；
RC是电容C上的等效损耗电阻。
通常，到达B点的点火电压高达3000--4000VP-P。此电压经过C和T1C阻抗比例分配，使G1、G2的反馈电压突然大幅度增加，如果持续时间过长（高频无极灯通常要求启动时间≤0.5S）,就有可能造成V1、V2因其栅极G过充电导致结电容CGS存储效应骤增,V1、V2同时导通而损坏，常常是损坏其中一只，或引起V1、V2的结温急剧上升,损耗增加；过高的反馈电压也可能直接使G结损坏造成V1或V2失效，一般的功率场效应管MOSFET的G极最大限值为25V左右，而二只串并于G极（G与S）的稳压管的响应速度常常不足以保护快速过长时间的冲击。
问题还当归结到灯泡的等离子体，实践证明，对于同一批无极灯泡，由于放置时间太久，或环境温度太低，或某种工艺配方上的原因，可能使灯泡启动时间相对延长或点火电压阀值发生变化，这就造成原理性损坏的概率。上述情况并且呈随机性，危险可在任何时段发生，但不能准确地预知，为此，不得不采取严格的元器件筛选和出厂前的强化老炼，以便淘汰初期故障品以减少出厂后的开箱不良率。还可以设计异常保护电路来保护V1、V2及其他相关元器件不受损坏，但必须对保护时间和电压门槛加以严格设定，由于泡体启点电压和时间会有差异，使得这种设定难以首尾兼顾，有可能灯未启点便被保护，或保护电路未动作时元器件已被损坏，当然这种情况的发生也是概率性的,当第一次强化老炼，不良品被剔除之后,在使用过程中电路与灯泡配合的故障率也就相对地降低。
高频电子镇流器的难点就在于与灯泡的配合问题，因为等离子体负载是变化的，这常常使电路设计带来麻烦。上述图（1）和图（2）的电路虽然简单，但为了适应负载变化使电路安全可靠地工作，有时还要加入比主电路元件更多的附加电路；由于反馈消耗了部分能量，导致转换效率相对降低；MOSFET管的过渡时间不能很好地调节和控制，导致功率管升温。此外，该电路形式的准确调试，也颇为麻烦，起码在各参数被确定之前是这样。
图（3）是设计成IC驱动的他激式高频无极灯功率开关电子镇流器的主电路，由IC及外部组件产生设定的工作频率（2.65MHz），可变电阻可作频率微调。该电路还设定了过渡时间的调节，使开关管的热损耗大大降低。
图（3）中的激励变压器T也可免去而采用直接联接的方式，使电路更加简洁，更有利于集成化或模块化。该形式电路的输出功率可大可小，可适用于作为目前40--165W高频无极灯电子镇流器的基本电路。如果将IC和V1、V2"模块"在一起，则其占空可大大缩小。
该电路比较容易调节，但对IC驱动功率和电流需予重视。开、关一次所需功率和电流为：
Ciss为MOSFET的输入电容，Vg 上一页 [1] [2] [3] 下一页
|
